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Antena de matriz de transmisión

Conjunto de antenas de transmisión planares alimentado por una antena de bocina. Estructura que muestra las celdas unitarias. [ 1 ] Una antena de matriz de transmisión (o simple...

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Conjunto de antenas de transmisión planares alimentado por una antena de bocina. Estructura que muestra las celdas unitarias. [ 1 ]

Una antena de matriz de transmisión (o simplemente matriz de transmisión o antena de lente en capas [ 2 ] ) es una superficie de desplazamiento de fase (PSS), una estructura capaz de enfocar la radiación electromagnética de una antena fuente para producir un haz de alta ganancia . [ 3 ] Las matrices de transmisión consisten en una matriz de celdas unitarias colocadas sobre una antena fuente (de alimentación) . [ 4 ] Se aplican desplazamientos de fase a las celdas unitarias, entre los elementos de las superficies de recepción y transmisión, para enfocar los frentes de onda incidentes de la antena de alimentación. [ 4 ] Estas superficies delgadas pueden usarse en lugar de una lente dieléctrica . A diferencia de las matrices de fase , las matrices de transmisión no requieren una red de alimentación, por lo que las pérdidas pueden reducirse considerablemente. [ 1 ] De manera similar, tienen una ventaja sobre las matrices de reflexión, ya que se evita el bloqueo de la alimentación. [ 5 ]

Vale la pena aclarar que los conjuntos de transmisión se pueden utilizar tanto en modo de transmisión como de recepción: las ondas se transmiten a través de la estructura en cualquier dirección. Un parámetro importante en el diseño de conjuntos de transmisión es elF/D{\displaystyle F/D}relación, que determina la eficiencia de apertura .F{\displaystyle F}es la distancia focal yD{\displaystyle D}es el diámetro del conjunto de transmisión. El área proyectada de la antena de alimentación determina la eficiencia de iluminación de un panel de conjunto de transmisión. Siempre que se minimice la pérdida de inserción de cada celda unitaria, un área de apertura adecuada al patrón de radiación de la alimentación puede enfocar eficientemente los frentes de onda de la alimentación. [ 6 ]

Descripción general de las técnicas

Los conjuntos de transmisores se pueden dividir en dos tipos: fijos y reconfigurables. Como se describió anteriormente, un conjunto de transmisores es una superficie de desplazamiento de fase compuesta por una matriz de celdas unitarias. Estas enfocan los frentes de onda de una antena de alimentación en un haz más estrecho. Al aplicar un desplazamiento de fase progresivo a través de la apertura del conjunto de transmisores, el haz se puede enfocar y dirigir hacia una dirección distinta a la del eje principal (ángulos de 0°).

matrices de transmisión fijas

Componente del campo Ey en una sección transversal de una matriz de transmisión plana compuesta por celdas unitarias de doble bucle cuadrado. La curvatura de los frentes de onda salientes se reduce (la directividad aumenta) en comparación con los frentes de onda incidentes.

Primero, consideremos los conjuntos de transmisión fijos. En cada ubicación de la superficie de la estructura, las celdas unitarias se escalan o rotan físicamente para obtener la distribución de amplitud y fase requerida . Por lo tanto, solo está disponible una dirección de enfoque. El objetivo es aproximar la distribución de fase ideal, comoΔϕ(incógnita,y)=−2πλ0incógnita2+y2+F2{\displaystyle \Delta \phi (x,y)={\frac {-2\pi }{\lambda _{0}}}{\sqrt {x^{2}+y^{2}+F^{2}}}}para una fuente ubicada en(0,0,−F){\displaystyle (0,0,-F)}, lo cual se puede lograr discretizando la superficie del conjunto de transmisión en varias zonas de Fresnel . Se puede lograr una alta eficiencia de apertura (55%) en ángulos de incidencia oblicuos utilizando celdas unitarias de ranura de anillo dividido doble mecanizadas con precisión . [ 7 ]  Se ha informado de un conjunto de transmisión de haz conmutado que cubre la banda de 57 a 66 GHz. [ 8 ] Se utilizaron tres tipos diferentes de celdas unitarias, basadas en parches y ranuras de acoplamiento. De manera similar, un diseño de 60  GHz utilizó celdas unitarias con una resolución de fase de 2 bits y seleccionó un óptimoF/D{\displaystyle F/D}relación para ampliar el ancho de banda . [ 9 ] CuandoF/D{\displaystyle F/D}= 0,5,  se logró una pérdida de escaneo de 2,2 dB con un ángulo de dirección de 30°.

Se han utilizado diferentes tipos de celdas unitarias dentro del mismo conjunto de transmisión. En [ 10 ], los elementos de ranura se colocaron cerca del centro del conjunto de transmisión, ya que su rendimiento de polarización es mejor en incidencia normal , mientras que los elementos de ranura de anillo cuadrado doble se utilizaron en los bordes, ya que funcionan mejor en ángulos de incidencia oblicua . Esto permitió aumentar el ángulo subtendido (ángulo de expansión) de la bocina de alimentación y, por lo tanto, reducir la longitud de la bocina y el tamaño total de la antena. No se requirieron celdas unitarias en el centro del conjunto de transmisión, donde el desplazamiento de fase era de 0°. Esto redujo la pérdida de inserción a alrededor de 1  dB a 105  GHz, ya que la mayor parte de la amplitud del haz estaba en la región central. En un diseño diferente, se empleó el acoplamiento de apertura de guía de onda integrada en sustrato (SIW) para reducir las pérdidas de inserción y ampliar el ancho de banda de un conjunto de transmisión que operaba a 140  GHz. [ 11 ] Debido a la gran cantidad de vías requeridas, esta mejora del rendimiento se obtuvo a costa de una fabricación más compleja y costosa.

Se ha demostrado que la implementación de la matriz de transmisión se puede dividir en dos enfoques: dispersor en capas y onda guiada. [ 12 ] El primer enfoque utiliza múltiples capas acopladas para lograr un desplazamiento de fase, pero tiene un rendimiento deficiente en el nivel de lóbulos laterales (SLL) durante la orientación debido a los modos de Floquet de orden superior . El segundo enfoque permite una orientación más amplia, a costa de un mayor costo y complejidad del hardware.

Métodos de reconfiguración

En un conjunto de transmisión reconfigurable, la dirección de enfoque se determina controlando electrónicamente el desfase en cada celda unitaria. [ 13 ] Esto permite dirigir el haz hacia el usuario . La reconfiguración electrónica se puede lograr mediante varios métodos posibles.

Patrón de radiación para un conjunto de transmisión planar. [ 1 ]

Los diodos PIN se pueden usar para permitir una reconfiguración de fase rápida con una pérdida de inserción inferior a 1  dB. [ 1 ] Sin embargo, normalmente se requiere un gran número de componentes, lo que aumenta el costo. Se ha demostrado un transmisor reconfigurable, que opera a 29  GHz con polarización circular , como formador de haces . [ 14 ] Se logró una ganancia en el eje de 20,8 dBi y la pérdida de escaneo fue de 2,5 dB a 40°. Otro ejemplo de implementación es un reflector Fresnel activo con circuitos de control para los diodos PIN. [ 15 ] Aunque las celdas unitarias se optimizaron, la pérdida de escaneo fue de 3,4 dB a 30°. El enfoque de campo cercano reconfigurable se puede implementar usando ranuras que contienen diodos PIN. [ 16 ] Al ajustar la fase en comparación con una onda de referencia, los principios holográficos permitieron el uso de una estructura de alimentación compacta y planar y la supresión de lóbulos no deseados . Esto se extendió en [ 17 ] a una implementación de una cruz de Mills basada en diodos PIN, en la que se sintetizó una apertura para aplicaciones de imagen . Se utilizaron stubs radiales para aislar las líneas de polarización de la RF . Al conmutar combinaciones de metaelementos, la pérdida de escaneo fue de 0 dB para ángulos de dirección de ±30°, pero la eficiencia total fue de solo el 35%.  

En 2019, un transmitarray fue alimentado por un arreglo de fase planar que operaba a 10  GHz, para lograr un alto nivel de ganancia de cruce de haz mientras se mantenía una eficiencia de apertura del 57,5 ​​%. [ 18 ] La pérdida de escaneo fue de 3,13  dB a ±30°. De manera similar, se ha demostrado una antena de arreglo de fase mejorada con lente, similar a un transmitarray. [ 19 ] Al combinar las capacidades de dirección de haz de los arreglos de fase y las propiedades de enfoque de los transmitarrays, esta antena híbrida tiene un factor de forma más pequeño, [ 20 ] y se dirige a ±45° en ambos planos con un aumento de 3,2  dB en la directividad en este ángulo. Su superficie de cambio de fase reconfigurable (PSS) contenía interruptores microelectromecánicos (MEMS) para cambiar la longitud de los resonadores, intercalados dentro de una estructura antena-filtro-antena. El PSS creó la distribución de fase 2D óptima necesaria para lograr un enfoque de haz de alta ganancia, pero el proceso de fabricación de MEMS fue complejo y costoso, requiriendo una gran cantidad de líneas de control. Los MEMS y otros métodos de conmutación mecánica pueden lograr una pérdida de inserción relativamente baja (2,5  dB) y una excelente linealidad , pero son propensos a problemas de adherencia y fiabilidad [ 21 ].

Los materiales reconfigurables han demostrado ser prometedores para permitir un transmisor de dirección de haz de baja pérdida. En [ 22 ] se presentó una metasuperficie reconfigurable de dióxido de vanadio que opera a 100 GHz utilizando una celda unitaria de ranura cruzada. Se utilizó un elemento calefactor para controlar térmicamente el desplazamiento de fase a través de cada celda. La permitividad del cristal líquido (y por lo tanto el desplazamiento de fase) se puede reconfigurar aplicando un voltaje entre dos placas conductoras paralelas. Sin embargo, el cristal líquido tiene varios desafíos prácticos. El líquido debe estar sellado herméticamente en una cavidad, y las orientaciones del cristal alineadas con las paredes de la cavidad en un estado sin polarización. El líquido puede fluir entre las celdas, causando una variación en las propiedades de RF del transmisor e inestabilidades dinámicas. [ 23 ] Los reflectores de cristal líquido se han investigado extensamente a 78 GHz y 100 GHz. [ 24 ] [ 25 ] [ 26 ] En [ 27 ] se diseñó una lente de metamaterial de red de pesca , utilizando cristal líquido para lograr un rango de fase controlado electrónicamente de 360°. La pérdida de inserción de la celda unitaria de 5 dB podría reducirse controlando la impedancia de Bloch (tanto    ϵr{\displaystyle \epsilon _{r}}yμr{\displaystyle \mu _{r}}) de cada celda unitaria. [ 28 ] La ventaja del cristal líquido es que su tangente de pérdidas se reduce con la frecuencia , sin embargo, sufre de un tiempo de conmutación lento de alrededor de 100 ms y dificultades de fabricación.

Geometría y patrón de radiación

Sistema de coordenadas para un conjunto de transmisión planar alimentado por una antena de bocina. [ 6 ]

Un conjunto de transmisión convencional consiste en una disposición planar de celdas unitarias, iluminadas por una fuente de alimentación. Para esta estructura, la distribución de fase requerida es: [ 4 ] [ 29 ]ϕmetro(incógnitametro,ymetro,zmetro)=−k0(pecado⁡θ0porque⁡ϕ0incógnitametro+pecado⁡θ0pecado⁡ϕ0ymetro+porque⁡θ0zmetro){\displaystyle \phi _ {m}(x_ {m},y_ {m},z_ {m})=-k_ {0}(\sin {\theta _ {0}}\cos {\phi _ {0}}x_ {m}+\sin {\theta _ {0}}\sin {\phi _ {0}}y_ {m}+\cos {\ theta _ {0}}z_ {m})}

dónde (θ0{\displaystyle \theta _{0}},ϕ0{\displaystyle \phi _{0}}) son las direcciones de dirección de elevación y acimut , y(incógnitametro,ymetro,zmetro){\displaystyle (x_{m},y_{m},z_{m})}son las coordenadas de la celda unitariametro{\displaystyle m}. Tenga en cuenta queincógnitametro=(metro+METRO−12)d{\displaystyle x_{m}=\left(m+{\frac {M-1}{2}}\right)d},ynorte=(norte+norte−12)d{\displaystyle y_{n}=\left(n+{\frac {N-1}{2}}\right)d}, yzmetro=0{\displaystyle z_{m}=0}.METRO{\displaystyle M}ynorte{\displaystyle N}son los números totales de celdas unitarias en elincógnita{\displaystyle x}- yy{\displaystyle y}-direcciones respectivamente.

Cuando se dirige solo en acimut, esto se simplifica a: [ 7 ]ϕmetro(incógnitametro,ymetro)=k0(dmetro−pecado⁡θ0(incógnitametroporque⁡ϕ0+ymetropecado⁡ϕ0)){\displaystyle \phi _{m}(x_{m},y_{m})=k_{0}(d_{m}-\sin {\theta _{0}}(x_{m}\cos {\phi _{0}}+y_{m}\sin {\phi _{0}}))}

dónde dmetro=(incógnitametro−incógnitaF)2+(ymetro−yF)2+zF)2{\displaystyle d_{m}={\sqrt {(x_{m}-x_{f})^{2}+(y_{m}-y_{f})^{2}+z_{f})^{2}}}}

y (incógnitaF{\displaystyle x_{f}},yF{\displaystyle y_{f}},zF{\displaystyle z_{f}}) son las coordenadas de la alimentación, en este caso (0,0,-F{\displaystyle F}).

El patrón de radiación general se puede calcular utilizando [ 4 ] . Aquí, los términos se combinan para expresar la fórmula completa: mi(θ,ϕ)=∑metro=1METRO∑norte=1norteporqueqmi⁡(θ−θ0)porqueqF⁡(θFmetronorte)(metrod)2+(norted)2+F2|Tmetronorte|mijΨmetronorte×mi−jk((metrod)2+(norted)2+F2−d(metropecado⁡θporque⁡ϕ+nortepecado⁡θpecado⁡ϕ)){\displaystyle E(\theta ,\phi )=\sum _{m=1}^{M}\sum _{n=1}^{N}\cos ^{q_{e}}\left({\theta -\theta _{0}}\right){\frac {\cos ^{q_{f}}\left({\theta _{fmn}}\right)}{\sqrt {(md)^{2}+(nd)^{2}+F^{2}}}}|T_{mn}|e^{j\Psi _{mn}}\times e^{-jk\left({\sqrt {(md)^{2}+(nd)^{2}+F^{2}}}-d(m\sin {\theta }\cos {\phi }+n\sin {\theta }\sin {\phi })\right)}}

donde el patrón de radiación de la fuente de matriz orientada se modela comoporqueqmi⁡(θ−θ0){\displaystyle \cos ^{q_{e}}\left({\theta -\theta _{0}}\right)}. El términomijΨmetronorte{\displaystyle e^{j\Psi _ {mn}}}corresponde a las fases aplicadas a las celdas unitarias del conjunto de transmisión, para deshacer la variación de fase debida a la geometría de las celdas de la alimentación, es decirmijΨmetronortemi−jk∠GRAMOmetronorte=1{\displaystyle e^{j\Psi _{mn}}e^{-jk\angle G_{mn}}=1}.

Conicidad del borde y eficiencia de apertura

GRAMOborde=10registro10⁡(porquenorte⁡θstúb){\displaystyle G_{\textrm {edge}}=10\log _{10}\left(\cos ^{n}{\theta _{sub}}\right)} Se busca una atenuación en los bordes de alrededor de -10  dB para maximizar la eficiencia de la iluminación.

Para un conjunto de transmisión planar (convencional), alimentado por una antena con patrón de radiaciónGRAMOF(θ,ϕ)=porquenorte⁡θ{\displaystyle G_{f}(\theta ,\phi )=\cos ^{n}{\theta }}y ángulo subtendidoθstúb=broncearse−1⁡(D2F){\displaystyle \theta _{sub}=\tan ^{-1}\left({\frac {D}{2F}}\right)}, la eficiencia de conicidad se calcula mediante: [ 30 ]ηs=1−porquenorte+1⁡θstúb{\displaystyle \eta _{s}=1-\cos ^{n+1}{\theta _{sub}}}ηt=2nortebroncearse2⁡θstúb(1−porque(norte/2)−1⁡θstúb)2(norte2−1)2(1−porquenorte⁡θstúb){\displaystyle \eta _{t}={\frac {2n}{\tan ^{2}{\theta _{sub}}}}{\frac {(1-\cos ^{(n/2)-1}{\theta _{sub}})^{2}}{({\frac {n}{2}}-1)^{2}(1-\cos ^{n}{\theta _{sub}})}}}

θstúb{\displaystyle \theta _{sub}}es una función deF/D{\displaystyle F/D}. Tenga en cuenta queporque⁡(broncearse−1⁡incógnita)=11+incógnita2{\displaystyle \cos(\tan ^{-1}{x})={\frac {1}{\sqrt {1+x^{2}}}}}, por lo que usandoincógnita=D2F{\displaystyle x={\frac {D}{2F}}}, esta fórmula puede expresarse en términos deF/D{\displaystyle F/D}, en lugar del ángulo subtendido. La eficiencia de iluminación es el producto de estos:ηi=ηsηt{\displaystyle \eta _{i}=\eta _{s}\eta _{t}}La eficiencia de apertura generalηapag{\displaystyle \eta _{ap}}se obtiene multiplicando por las pérdidas de material y cualquier término de reducción de directividad.

Diseño de celda unitaria

Se han propuesto diversas formas de celdas unitarias, incluyendo bucles cuadrados dobles , [ 31 ] [ 32 ] resonadores en forma de U , [ 33 ] parches de microcinta , [ 34 ] y ranuras . El bucle cuadrado doble tiene el mejor rendimiento de transmisión en ángulos de incidencia amplios , mientras que se puede lograr un gran ancho de banda si se utilizan ranuras en cruz de Jerusalén. Se demostró un FSS conmutable utilizando condensadores MEMS en. [ 35 ] El elemento cargado de cuatro patas se utilizó para obtener un control total de las propiedades de ancho de banda y ángulo de incidencia . Para aplicaciones espaciales, en las que se debe considerar la expansión térmica, se pueden utilizar espacios de aire entre capas en lugar de dieléctrico, para minimizar la pérdida de inserción (transmisor de solo metal). [ 4 ] Sin embargo, esto aumenta el grosor y requiere una gran cantidad de tornillos para el soporte mecánico.

Ejemplo de diseño

Celda unitaria de 2 capas con ranura en cruz de Jerusalén (estado APAGADO, desplazamiento de fase de 0°). [ 36 ]
Celda unitaria de 2 capas con ranura cruzada (estado ON, desplazamiento de fase de 180°). [ 36 ]
Celda unitaria de 2 capas con ranura cruzada: vista lateral que muestra las capas dieléctrica y conductora. [ 36 ]
Magnitud de transmisión a través de la celda unitaria para cada estado. [ 36 ]
Fase de transmisión a través de la celda unitaria para cada estado. [ 36 ]

Consideremos la estructura de la celda unitaria de 1 bit propuesta, que opera a 28  GHz. [ 36 ] Se basa en el diseño presentado en. [ 37 ] Consta de dos capas metálicas, impresas en un material de sustrato Rogers RT5880 con un espesor de 0,254  mm, una constante dieléctrica de 2,2 y una tangente de pérdidas de 0,0009. Cada capa metálica consta de un par de ranuras cruzadas y los campos incidentes están polarizados verticalmente (miy{\displaystyle E_{y}}). Al seleccionar una forma de celda unitaria simétrica, se pueden adaptar para polarización lineal o circular dual . [ 38 ] Las dos capas metálicas están separadas por una capa de 3 mm de espesor de material ePTFE (de constante dieléctrica ϵr{\displaystyle \epsilon _{r}}= 1,4), lo que crea un desfase de 100° entre estas capas. La celda unitaria tiene un espesor y una pérdida de inserción reducidos en comparación con los diseños multicapa. [ 39 ]

La celda unitaria puede reconfigurarse entre dos estados de fase: APAGADO (0°) y ENCENDIDO (180°). En el estado APAGADO, presenta una estructura de ranura en forma de cruz de Jerusalén. En el estado ENCENDIDO, las ranuras no están equipadas con tapas en forma de cruz de Jerusalén (JC), lo que produce un gran cambio de fase. Debido al uso de resonadores de un solo polo (una estructura de dos capas), el rendimiento de transmisión fue difícil de lograr, lo que requirió un ajuste preciso de las dimensiones físicas de la celda unitaria.

Ambos estados de la celda unitaria se simularon en CST Microwave Studio utilizando puertos Floquet y el solucionador del dominio de la frecuencia. Esto incluyó la magnitud y la fase de lamiy{\displaystyle E_{y}}Coeficiente de transmisión a través de la celda unitaria en los estados ON y OFF. Se observó un cambio de fase de 189°, cercano a 180°, y la magnitud de la transmisión es de al menos -1,76  dB a 28  GHz para ambos estados. En las celdas JC, las corrientes superficiales tienen direcciones opuestas (antifase) en cada capa conductora, mientras que en las celdas CS, las corrientes superficiales tienen la misma dirección (en fase).

La diferencia de fase entre estados viene dada por:Δϕ=∠S21APAGADO−∠S21EN{\displaystyle \Delta \phi =\angle {S_{21}}_{\textrm {OFF}}-\angle {S_{21}}_{\textrm {ON}}}.

Polarización de celdas unitarias reconfigurables

Los diodos PIN se pueden colocar en los extremos de las tapas cruzadas de Jerusalén, aplicando un voltaje de polarización diferente para cada estado. Se necesitaría un bloqueo de CC en forma de capacitores interdigitales para aislar los voltajes de polarización , [ 40 ] y se necesitarían inductores de choque de RF en los extremos de las líneas de polarización. Para demostrar el concepto de matriz de transmisión, se utilizaron celdas unitarias con desplazamientos de fase fijos en los prototipos fabricados. Para la reconfiguración electrónica, se necesitaría colocar diodos PIN tanto en las capas superior como inferior. Cuando los diodos están polarizados en directa (ENCENDIDOS), la radiación incidente se transmite a través de las ranuras con un cambio de fase de 180°, pero cuando los diodos están polarizados en inversa (APAGADOS), la trayectoria de la corriente se alarga de modo que hay un cambio de fase mínimo (alrededor de 0°).

El diodo MACOM MA4GP907 [ 41 ] tiene una resistencia ONREN{\displaystyle R_{\textrm {ON}}}= 4.2Ω{\displaystyle \Omega }, una resistencia OFFRAPAGADO{\displaystyle R_{\textrm {OFF}}}= 300 kΩ{\displaystyle \Omega }y pequeños valores de inductancia y capacitancia parásitas (LEN{\displaystyle L_{\textrm {ON}}}= 0,05 nH,doAPAGADO{\displaystyle C_{\textrm {OFF}}}= 42 fF en la  banda de 28 GHz). [ 14 ] Dado que tiene un alto valor de resistencia OFF y que el tiempo de conmutación es muy rápido (2 ns), este componente es adecuado para el diseño.

La posición y orientación de las líneas de polarización deben elegirse para minimizar su efecto en la transmisión de las ondas incidentes a través de la estructura. Si las líneas son suficientemente estrechas (ancho de hasta 0,1  mm), presentarán una alta impedancia , por lo que tendrán menos efecto en los frentes de onda. [ 24 ] Como actúan como una rejilla polarizadora, las líneas de polarización deben ser perpendiculares a la dirección del campo incidente. [ 1 ] Este diseño no tiene plano de tierra , por lo que cada grupo de celdas unitarias activas debe tener tanto unVinclinación{\displaystyle V_{\textrm {sesgo}}}y una conexión a tierra. Dado que los grupos de celdas comparten los mismos voltajes de polarización , estas líneas pueden tenderse entre celdas adyacentes. El número de líneas de control externas necesarias es igual al número de direcciones de haz admitidas, por lo que es inversamente proporcional a la resolución de direccionamiento.

Las líneas de polarización podrían implementarse como grandes bloques de cobre alrededor de las celdas unitarias, separados por espacios delgados (a través de los cuales la propagación de la onda de RF se atenúa considerablemente). Los espacios podrían necesitar ser serpenteantes para formar condensadores de bloqueo de CC . Se pueden utilizar stubs radiales o líneas de alta impedancia de longitudλgramo4{\displaystyle {\frac {\lambda _ {g}}{4}}}(un cuarto de longitud de onda guiada) podría usarse como inductores en las líneas de control externas, para evitar que la señal de RF afecte al circuito de control de CC . [ 42 ]

Discusión

Un desafío clave en el diseño de matrices de transmisión es que la pérdida de inserción aumenta con el número de capas conductoras dentro de la celda unitaria. En [ 43 ] se demostró que el número óptimo de capas para maximizar la ganancia ( directividad vs. pérdida ) es de 3 capas. Esto ha sido corroborado por un análisis de admitancias de lámina en cascada . [ 44 ] Sin embargo, para escenarios donde el costo y la eficiencia son más importantes, se puede preferir una matriz de transmisión de dos capas de bajo costo. [ 45 ] Alternativamente, la eficiencia se puede mejorar integrando la antena utilizada para alimentar la matriz de transmisión dentro de un chip monolítico, como se demostró recientemente en el rango de frecuencia de banda D (114 – 144  GHz). [ 46 ] Se demostró otra matriz de transmisión de alta ganancia, que opera en la banda D (110 – 170  GHz). [ 47 ] LaF/D{\displaystyle F/D}Se optimizó para maximizar la eficiencia de apertura. La antena se conectó a un multiplicador de frecuencia integrado para demostrar un enlace de comunicación.  Se alcanzó una velocidad de datos de 1 Gbit/s a una distancia de 2,5 m, con una magnitud de vector de error (EVM) del 25 % [ 48 ].

Véase también

Referencias

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